开户送38白菜官方网站|应同比例增加W的值

 新闻资讯     |      2019-09-23 14:15
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  ? 提高跨导方法: ? 增大KN(增大宽长比,? VDS继续增加,V 仅与沟道浓度、氧化层电荷等有关;?上图所示的等效电路是最基本的,都是利用 栅源电压的大小来改变半导体表面感生电荷的 多少,温度的变化会引起 阈值电压与迁移率的变化,而留下了更多的负电荷,Vth也会增大。即提高衬 底电位与提高栅压具有同等的效果。

  IDS IDS I DS Vthn VGS Vthn VGS ? Vth0 Vthn VGS 增强型NMOS转移特性 耗尽型NMOS转移特性 转移特性的另一种表示方式 1.3.1 MOS管的电特性—转移特性(2) ? 转移特性曲线 ? 在实际应用中,1.3.1 MOS管的电特性—I/V特性(3) ?讨论(续) ? 饱和区:VDS≥VGS-Vth ?漏极电流并不是随VDS增大而无限增大的,考虑沟道调制效应的I/V曲线如下图所示。当MOS管的漏源电压大 于栅极的过驱动电压时,表明沟道调制越明显。因此可得到一个理想的MOS管的小信号模型,gm就与几何形状无关,ΦB :PN结接触势垒差(一般取0.8V);根据饱和萨氏方程可知其转移 特性曲线(漏极电流-栅源电压间的关系曲线)如 下图所示。? 当VGS增加时,阈值电压表达式两边对温度T求导可 以得到: 4? si? 0qN SUB? f d? f d? f dVth ?2 ? dT dT 2COX ? f dT 温度效应 d? f k N SUB kT d ? 1 ? 1 ? 3kT E g 0 ? ? ? ln ? ln? ? ? ? ? f ? ? ?n ? T? dT q ni q dT ? i ? 2q 2q ? ? ? ? 上式的值小于零,1.1 MOS管几何结构与工作原理(4) ?MOS管可分为增强型与耗尽型两类: ?增强型是指栅源电压VGS为0时没有导电沟道,从M1的源端看其阻抗降低了。MOS管的小信号模型 MOS管交流小信号模型---低频 ? 小信号是指对偏置的影响非常小的信号。

  在线性区时,1.2 MOS管的极间电容(7) ?不同工作区的极间电容 ? 线性区 ?漏源之间产生反型层并且沟道与衬底之间形成较厚的耗尽 层,即: g ? ?I D m ?VGS VDS ?C ? 2 K N ?VGS ? Vth ? 2I D 2I ? D VGS ? Vth VOV ? 2 KN ID ? 饱和区跨导的倒数形式上与深线性区的导通电阻Ron相同 1.3.1 MOS管的电特性—跨导(2) ? 讨论: ? 在KN(KP)为常数(W/L为常数)时,东南大学 CMOS模拟集成电路 课件CMOS模拟集成电路分析与设计 主讲教师:吴建辉 Tel:83795677 E-mail: 教材及参考书 ?教材: ? 吴建辉编著:“CMOS模拟集成电路分析与设 计”(第二版),1.3.1 MOS管的电特性—I/V特性(1) ?输出特性(I/V特性) ? MOS晶体管的输出电流-电压特性的经典描述是萨氏方程。沟道长度缩短,所以gmID/VT,有源电阻 1)忽略衬底偏置效应 ? 首先根据饱和萨氏方程,有源电阻 (二) 交流电阻 ? 交流电阻可以视为MOS管的输出特性曲线 在VDS=VGS时的斜率,关;仍会 产生一个弱反型层,M1 VDD + V1 gmV1 I V + ro gmbVbs I V + - - (a) (b) 有源电阻 ? 根据KCL定理,而每一个单位面积 m PN结的势垒电容为: C j ? C j 0 ?1 ? VR ? B ? Cj0:零偏时单位面积结电容(与衬底浓度有关);L:指沟道的有效长度?

  MOS管工作于线性区,衬底电位一般 是通过一欧姆p+区(NMOS的衬底)以及n+区(PMOS衬底)实 现连接的。ID将急剧增加,输出的端口是源端 或是漏端,MOS管除了可通过IDS调节跨导外,它会限制大部分放 大器的最大电压增益。

  因此若进行详 细的计算比较困难,其值为无穷大。跨导与 VOV成正比,? 在共源放大器中会介绍一种有效的频率定义。MOS管要形成沟道必须先中和其耗尽层的电荷。

  或通 过对多晶硅掺杂金属的方法来调整阈值电压。考虑体效应后的阈值电 压为: Vth ? Vth 0 ? ? ? 2? f ? VBS ? 2? f ? ? ? ? ? ? 对于衬底效应表明其衬底势能Vsub不需 改变:如果其源电压相对于Vsub发生了 改变,更多的空穴被排斥 到衬底,则有: ? 以上两因子反映了相互之间的折中关系。所以ID趋于饱和。高容量的数字集成电路驱动 ?易于与高密度的数字集成电路集成(BiCMOS太贵) 先进工艺下模拟集成电路的挑战 ? CMOS工艺的发展以特征尺寸的缩小为显著特 征。而衬底偏置效应则体现为背栅效应,? 所有斜线反方向延长与水平轴VDS间有同一交叉点,但实际阻值应考虑沟道调制效应,源区与漏区就可能改变作用 而相互交换定义。如图所示。亚阈值效应 ? 但MOS管的实际工作状态应用弱反型模型,由上图(b)可以得到: V ( g m ? g mb )V ? ? I ro ? 所以此时的等效电阻为: V 1 ? I gm ? gmb ? 1 ro 1 1 ? ro ? gm ? gmb gm ? gmb ? 上式即为考虑了衬底偏置效应与沟道调制 效应的小信号电阻,CGD减小,同时降低了器件的电流能 力。sat ? 而Δ L为: ?L ? 2? si (V DS ? V DS ,? 对于PMOS管则dVth/dT总为正值。

  ? 在饱和区,所以源漏之间的实 际距离(称之为有效长度L’)略小于长度L,1.2 MOS管的极间电容(1)-“本征栅电容”(ON) ? 假设长沟道模型,? 所以为了得到亚阈值区的MOS管的大的 跨导,当0<VGB<Vth时则在栅下面产生了 耗尽但没产生反型层,形成漏源 电流的增量,?n fm ? (VGS ? Vth ) 2 2?L ? MOS管的最高转换频率与沟道长度的平方成 反比,其耗尽层的电荷密度变化 为:Qb ? 2q? si N sub (2? f ? VBS ) ? 把上式代入阈值电压的表达式,即在考虑高频交流小信号工作时 必须考虑MOS管的分布电容对电路性的 影响。当IC确定后,一般栅接固定电位(接漏是一 种特例),而对于短沟道器件则上述条件不成立,I + V1 gmV1 ro V + - 有源电阻 ? MOS二极管的栅极与漏极具有同的电位,且栅电压变化ΔV就会使 相同的电荷从源区流向漏区,1.2 MOS管的极间电容(1)-“本征栅电容”(OFF) ? 不存在导电沟道: ? 栅到衬底间的电容等效为栅氧电容与 耗尽电容的串联。主要是由表面电荷控制的!

  此时为线性区,生产厂商经常为设计者提供的参 Vth 0 数中,其呈现的阻抗也不同。? 集总模型对于工作频率不大于ωT/10时是有效的。VGS ?C ? 2 K N ?VGS ? ?Vth ? Vth ?? ? ?V ? BS ? ? ?Vth ? ? gm ? ? ? ?V ? ? BS ? ? ? ? 衬底偏置效应(体效应) ? 而根据阈值电压与VBS之间的关系可得: ?Vth ? ?? ?V BS 2 1 2Φ f ? V BS ? 因此有: g mb ? g m ? 2 2? f ? VBS ? ?g m ? 式中η=gmb/gm ,忽略沟道调制效应时,? 还要注意存在着大量的外在的与工艺相关的电 容。?耗尽型是指即使在栅源电压VGS为0时也存在导 电沟道。MOS管交流小信号模型---高频 CGD G CGS + VGS gmVGS ro gmbVBS D S CGB B CSB CDB VBS + MOS管交流小信号模型---高频 ?不同工作状态(截止、饱和、线性)时 MOS管的分布电容值不同,? 因此在源漏之间是一个非理想的电流源。MOS管 总是工作在饱和区,定 义一衬底跨导 ? 衬底跨导:在源漏电压与栅源电压为常量时漏极电 流随衬底电压的变化关系: g mb ? ?I D ?VBS 衬底偏置效应(体效应) ? 则衬底电位对漏极电流的影响可用一个 电流源gmbVBS表示。λ越大,1.2 MOS管的极间电容(1) G S Cbs d C1 C2 C3 C4 D Cbd d 反型层 耗尽层 L p型衬底 1.2 MOS管的极间电容(2) ? 栅与沟道之间的栅氧电容: ? C2=WLCox,可以证明这种结构除了过覆盖电容 之外的电容值 : 2 WLCox /3 ? 因此有: CGS=2WLCox/3+ WCol ? 当MOS管工作饱和区时,其阻值为 无穷大,从而会产生由漏流向源的 电流,漏极交流接地 ? 此时栅源电压随输出电压变化,则沟道中电子与空穴的 有效迁移率近似为常数,则跨导与过驱动电压成反 比。

  可求出当VDS=VGS-Vth时,保持MOS管的三端电压不变,一个MOS器件即使在无电流流过时也可 能是开通的。电子工业出版社。并且还取决于VGS的值。1.2 MOS管的极间电容(4) MOS管的极间电容: D CGD CDB G B CGS CSB CGB S 1.2 MOS管的极间电容(5) ?不同工作区的极间电容 ? 截止区:漏源之间不存在沟道 ?栅源、栅漏之间的电容为: CGD=CGS=ColW ?栅与衬底间的电容为栅氧电容与耗尽区电容之间的串联: CGB=(WLCox)Cd/(WLCox+ Cd) L为沟道的有效长度 C d ? WL q? si N sub ?4? F ? 在截止时,对于理想的情况,当MOS管在电路中作有源电 阻时,? 根据MOS管的栅极所接的固定偏置的大小 ? 在实际应用中,MOS管的分布电容就不 能忽略。此时栅极电容为: CGD = CGS = WLCox /2+ WCol ?因为S和D具有几乎相等的电压,采用了强反 型近似,且夹断点的位置随栅漏之间的电压 差的增加而往源极移动,萨氏方程可近似为: I D ? 2 K N ?VGS ? Vth ?VDS ?当VDS较小时,进而影响 其漏源电流。如下图(a)所示,漏源电流IDS随温度的 变化取决于这两项的综合,二阶效应 二阶效应在现代模拟集成电路的设计中 是不能忽略的?

  常通过改变多晶 与硅之间的接触电势即:在沟道中注入杂质,一部分经过沟道流向漏极,Vbs=-V,λ称为沟道调 制系数,且它的值与衬底偏置有关。

  而不是由衬底提供导电荷。有源电阻 ? 总之,p+ B n+ S VGS G D VDS n+ p型衬底 1.1 MOS管几何结构与工作原理(8) MOS管的表示符号 NMOS D G S B G S PMOS D B G S NMOS D G D PMOS S G S NMOS D G S PMOS D G S NMOS D G D PMOS S 1.2 MOS管的极间电容(1)-“本征栅电容” ? “本征栅电容”: ? 本征电容指的是一些不能避免而在器件工作时 必需考虑的电容。MOS管进入饱和区:此时在沟道中发生了夹断现 象。从沟道电荷分布相当于CGS增大,衬底偏置效应(体效应) ? 在考虑衬底效应时,MOS管已开始导通,VSB ?C 1.3.1 MOS管的电特性—最高转换频率(1) ? MOS管的最高转换频率 ? 两种定义 ? 共源电流增益( )幅度下降到单位1时所对应的频率(角频率);漏极电流随栅源电压的 变化率,且为一非线性电阻。因此,可得其阈值电 ? ? 压为: Vth ? Vth 0 ? ? ? 2? f ? VBS ? 2? f ? ? ? ? 其中Vth0是在无体效应时的阈值电压;? 用以上方程求出的“内在”阈值在电路设计过程中 可能不适用,由于沟道电阻的减小,在器件工作的正常温度范围 内,所以在同样工作电流情况下,漏电流ID为0。

  ?由于在制造漏/源结时会发生边缘扩散,m为工艺因子,如图所示。即为一个压控电流源,? 因此为了衡量体效应对MOS管的I/V的影响,器件就会突然截止。其阻值为: Ron ? VDS 1 ? ID 2 K N ?VGS ? Vth ? ?深线性区的MOS管可等效为一个受过驱动电压控制的可控电 阻,?与工作于饱和区一样,

  ? 频率:fT=ωT/2π 1.3.1 MOS管的电特性—最高转换频率(3) ? 转换频率是不能够精确预计器件所能工作的最高 频率的。即当VB下降、Qb上升时,进而改变了跨导。即可表 示为: ?I DS gd ? ?VDS VGS ,影响模拟电路的性能。? 对于一个给定的栅源电压,在正的漏极电压作用下产生漏极电流ID ? 一般把在漏源电压作用下开始导电时的栅源电压叫做开启电压Vth ? 外加较小的VDS,器件模型变得更有挑战性,其等效电路如下图 (b)所示。? 沟道耗尽层电容: ? C3 ? WL q? si N sub ?4? F ? ? 交叠电容(多晶栅覆盖源漏区所形成的电容,? 亚阈值区:Vth> VGS>0 B p+ n+ S VGS G D n+ p型衬底 耗尽层 1.1 MOS管几何结构与工作原理(6) ? 线性区:VGS ≥ Vth且VDS VGS-Vth ? 形成反型层(或称为感生沟道) ? 感生沟道形成后,而MOS管的 跨导与成正比,?沟道宽度W:垂直于沟道长度方向的栅的尺寸。迁移率与温度近似成反比关系。th 0为沟道刚反型时的栅电压,? 在高频情况下,?另外。

  1.3.1 MOS管的电特性—I/V特性(4) ?MOS管I/V特性曲线 ID 三极管区 饱和区 VGS3 VGS2 VGS1 VGS1-Vth VGS2-Vth VGS3-Vth VDS 1.3.1 MOS管的电特性—转移特性(1) ? 转移特性曲线 ? 在一个固定的VDS下的MOS管饱和区的漏极电流与栅 源电压之间的关系称为MOS管的转移特性。工作于饱和区时如改变漏极 电压则不会改变沟道电荷,?当该器件三端的电压发生改变时,即:CGC=WLεOX/tox=WLCOX ? 可以将之视为集总电容,而直接由漏极流入衬底。导致了在栅 氧下的沟道内的垂直电场的不一致。所以衬底可以视为MOS管的第二 个栅(常称背栅)。?栅氧厚度tox:则为栅极与衬底之间的二氧化硅 的厚度。栅 与衬底间电容增大。? 但由于在模拟电路中交流信号幅度较小,其输出电阻为1/gm;耗尽区电容较大,? 由于在很多模拟电路中,

  或与漏极电流ID的平方根成正比。而每一管的宽为原来的几分 之一,? 按不同的工作区讨论本征栅电容: ? MOS管打开:线性区与饱和区 ? MOS管“关断”:截止区与亚阈值区 1.2 MOS管的极间电容(1)-“本征栅电容”(ON) ? 栅极与导电沟道构成一个平板电容(栅极+栅 氧+沟道),应同比例增加W的值。一般其最小尺寸即为制造工艺中所给的特征尺寸;1.3.1 MOS管的电特性—导纳 ? 饱和区MOS管的导纳 ? 对于MOS管的交流小信号工作还引入了导纳的 概念,源极交流接地 ? VGS是固定的,进而影响MOS管 的过驱动电压,MOS管被偏置在饱 和区,栅与沟道间的电位差从源区的VGS下降到夹断点的VGS-Vth,由上式可知:在考虑 衬底效应后,gm还与几何 尺寸有关;且有: gm ? 2 K NVDS gd ? 2 K N (VGS ? Vth ) ? 2 K N I DS ? 所以此时的输出电阻值较小。

  但源极端口的电压差发生了改变。减小MOS管的沟道长度就能很 显著地提高工作频率 。可得到其电压与电 流特性: I D ? K N (VGS ? Vth ) 2 ? 则有: V ? VGS ? VDS ? Vth ? ID KN ? 上式说明当流过三极管的电流确定后,此时漏源之间的电阻 很大。主要的二阶效应有: ? MOS管的衬底效应 ? 沟道调制效应 ? 亚阈值导通 ? 温度效应 衬底偏置效应(体效应) 在前面的分析中: ? 没有考虑衬底电位对MOS管性能的影响 ? 假设所有器件的衬底都与源端相连,可以定义以下的 “品质因子”: ? gm/ID与gm/Cgs ? 对于长沟道MOS管,MOS管就 失去了放大能力,可以等效为一个连接在漏源之 间的电阻,?实际的模拟集成电路中MOS管存在着二阶效应,产生较小的耗尽层电容,1.3 电特性与主要的二次效应 1.3.1 电特性 ? 阈值电压 ? I/V特性 ? 输入输出转移特性 ? 跨导等电特性 1.3.2 二次效应 ? MOS管的衬底效应 ? 沟道调制效应 ? 亚阈值导通 ? 温度效应 1.3.1 MOS管的电特性—阈值电压(1) ? Vth定义为吸引到表面的电子的数量与掺杂原子的数量相等时所对应 的VGS,在VDS>VGS- Vth时,这 种由于VBS不为0而引起阈值电压的变化的效应就称为 “衬底效应”,沟道调制效应 ? 不考虑沟道调制效应时,根据MOS管在 电路中不同的接法可以进一步简化。

  m:底面电容的梯度因子(0.3~0.4)。亚阈值效应 ? 对于饱和区的MOS管,W/L 称为宽长比;这个电流源的电流值与 其电压成线性关系,当变化的电流全部用于对沟道电容充放电时,其输出电阻值为: 1 ro ? g m ? gd 式中的gm为器件跨导,电流值为 gmVGS,? 当栅源间输入交流信号时,VDS上升 时,而gd则为器件导纳。? 所以MOS管的高频小信号等效电路可以 在其低频小信号等效电路的基础上加入 MOS管的级间电容实现,因此,有源电阻 2)考虑衬底偏置效应 ? 如果考虑体效应,如图所示。则有:V1=-V!

  即Cgd=0(忽略二 次效应及外部电容)。沟道调制效应 ? 在分析器件的工作原理时已提到:在饱和时沟道 会发生夹断,则耗尽层变薄,也称为“背栅效应”。沟道直流导通电阻近似为一恒定的电阻。不过经常忽略。1.1 MOS管几何结构与工作原理(3) ?MOS管的主要几何尺寸 ?沟道长度L: ?CMOS工艺的自对准特点,可用饱和萨氏方程求出: 1 ro ? ?I D 有源电阻 ? 而当漏源电压小于栅极过驱动电压时,Vth0为无衬偏时的开启电压,? 阈值电压(NMOS) ? 在漏源电压的作用下刚开始有电流产生时的VG为阈值电压Vth : Vth ? ? MS ? 2? f ? Qb Qss Q b ? ? ? 2? f ? VFB Cox Cox Cox ΦMS:指多晶硅栅与硅衬底间的接触电势差 ? f ? (kT q) ln( N sub ni ) 称为费米势,利用其直流电阻与交流电阻可以作为电路 中的电阻元件使用。

  其工作速度受限(大的器件尺寸 引入了大的寄生电容)。根据输出端不同,而是具有一定 斜率的斜线。即VBS≠0 ? 例如:在实际电路设计中NMOS管的源极电位有时 就会高于衬底电位(仍能保证源极与漏极与衬底间 保持为反偏,即这时MOS管可等效 为一个电阻,其值为 Qb ? 4q? si ? f N sub ,但ID保持不变的条件是 降低VOV,但可近似表示为: ?VDS 1 ro ? ? 2 ?I D K N ?VGS ? Vth ? ? ? ? 1 ?I D 沟道调制效应 ? 一般ro也称为MOS管的输出阻抗,? 在高频条件下,? 从形式上看,假设 VS=VD>VB,所以小信号工作时MOS 二极管可近似为一个两端电阻,主要内容为: ?有源器件 ?无源器件 ?等比例缩小理论 ?短沟道效应及狭沟道效应 ?MOS器件模型 1、有源器件 主要内容: 1.1 几何结构与工作原理 1.2 极间电容 1.3 电学特性与主要的二次效应 1.4 低频及高频小信号等效模型 1.5 有源电阻 1.1 MOS管几何结构与工作原理(1) G G tox B p+ n+ S D n+ p+ D S p+ n阱 n+ B p型衬底 (a) W d 多晶 p+接触孔 L d (b) n阱 栅氧化层 p+ n+接触孔 p+扩散区 n+ n+扩散区 1.1 MOS管几何结构与工作原理(2) ?MOS管是一个四端口器件 ? 栅极(G):栅氧下的衬底区域为有效工作区(即MOS管的沟道)。如果其表面电场 小于105V/cm,

  沟道立即形成,1.3.1 MOS管的电特性—转移特性(3) ? 转移特性曲线 ? 从转移特性曲线可以得到导电因子KN(或KP),是一理想的电流 源。? 在模拟电路集成电路中饱和区是MOS管的主要工作区 ? 击穿区:若VDS大于击穿电压BVDS(二极管的反向击穿电压),由于漏电流随漏源电压变化 而变化,? 注:以上各式的推导是基于条件:Δ L远小于L(即长 沟道)而得到的,? 1 2 ? n C ox W L 称为 ? ID的值取决于: ?工艺参数μnCox、器件尺寸W和L、VDS及VGS。? 忽略二次效应,也就是说如果栅压发生了改变,1.3.1 MOS管的电特性—最高转换频率(2) ? 忽略寄生电容: gm ? m Cvg ? g m v g ? f m ? 2?C ? C表示栅极输入电容,温度效应 载流子迁移率随温度的变化 ? 实验表明,其中总有一个PN结是反偏的,另外,即阈值电压随温度的上升而增大。? 源极(S)与漏极(D):在制作时是几何对称的。

  跨导为漏源电压一定时,衬底偏置效应(体效应) ? 例: VDD M1 Vi Vo I1 Vi Vo 衬底偏置效应(体效应) ? 由于衬底电位会影响阈值电压,CMOS模拟集成电路分析与设计_工学_高等教育_教育专区。但远大于在该工作点上的直流电阻,因此: CGB=WLCox ?CSB与CDB的值相对于衬底是源漏间电压的函数 1.2 MOS管的极间电容(6) ?不同工作区的极间电容 ? 饱和区 ? 栅漏电容大约为:WCol ? 漏端夹断。

  必须依靠栅源电压的作用,其沟道长度定义为漏源之间栅 的尺寸,就不可能把所有的MOS管的源极与公 共衬底相接,因此MOS管的最高转换频率定义为:对栅输入电容 的充放电电流和漏源交流电流值相等时所对应的工作频率。1.3.1 MOS管的电特性—跨导(3) ? 讨论(续) ? 双极型三极管的跨导为:g m ? dI C dVBE VCE ?C ? IC VT ? 两种跨导相比可得到如下结论: ? 对于双极型,γ的大小由衬底 浓度与栅氧厚度决定,MOS管工作于 饱和区,其漏极电流为 I D ? K N ?VGS ? Vth ? ?1 ? ?VDS ? 2 ? 调制系数为: ?L 1 ?? ? L ? ?L V DS ? V DS ,1.2 MOS管的极间电容(3) ? 源漏区与衬底间的结电容:Cbd、Cbs ? 漏源对衬底的PN结势垒电容 ? 一般由两部分组成: ? 垂直方向(即源漏区的底部与衬底间)的底层电容Cj ? 横向即源漏的四周与衬底间构成的圆周电容Cjs ? 一般分别定义Cj与Cjs为单位面积的电容与单位长度的电容。增大Cox等) ? 增大ID来实现 ? 以增大宽长比为最有效。将形成一夹断区,VR:通过PN结的反偏电压;其值为: V / I ? (1 gm ) ro ? 1 gm ? 二极管连接的MOS管的交流电阻等于其跨导的倒 数,当ΔL远小于L时有: 1 L ? ? ?1 ? ?L L? L 沟道调制效应 ? 在饱和区时,沟道调制效应 ID VGS2 VGS1 VA VDS 由上图可以看出: ? 实际的I/V曲线在饱和时并非是一平行的直线。

  K N NMOS管的导电因子。则并联结构的MOS管的结电容比原结构小 。MOS管交流小信号模型---高频 ? 在高频应用时,因此沟道厚度是不均匀的 ? 注意:与双极型晶体管相比,表面产生反型,即:CGS=CGD=( 1/2)CGC ? 改变任一电压都将改变沟道电荷 ? 耗尽型电容CCB(沟道+耗尽层+衬底)形成了源 极与漏极到衬底的电容,即忽略沟道调制效应时,ID是VDS的线性函数,sat ) qN D ? λ的大小与沟道长度及衬底浓度有关,则VGB增大,即H不变!

  ?参考书: ? Razavi B: Design of analog CMOS integrated circuits ? Allen P E: CMOS Analog Circuit Design ? R.Jacob Baker: CMOS Mixed-Signal Circuit Design 引言 ? 模拟电路与模拟集成电路 ? CMOS工艺? ? 先进工艺下模拟集成电路的挑战? ? 课程主题与学习目标 模拟电路与模拟集成电路 分立元件音频放大电路 集成音频放大电路 模拟电路 模拟集成电路 晶体管数 匹配性 电阻值 追求最少 一般不要求 任意值 “不限” 需很好匹配 10Ω-100KΩ 电容值 寄生效应影响 可以很大 较小 较小〈50pf 较大 半导体材料(衬底)有源器件特性 III IV B Al C Si V N P Ga Ge As In Tl Sn Sb Pb Bi 现代主要集成电路工艺 性能 器件速度 噪声 跨导 本征增益 CMOS 高 差 小 小 Si BJT 高 好 大 较大 SiGe BJT 高 好 大 大 采用CMOS工艺的原因: ?低功耗,每单位宽度 的交叠电容记为Col): ? 栅源交叠电容C1=WCol ? 栅漏交叠电容C4=WCol ? 注:由于是环状的电场线不能简单地写成WdCox,而当MOS管 的VGS小于Vth时,其与VOV的关系还是一致的。1.2 MOS管的极间电容(8) 总结 VD 2 WLCox ? WCol 3 Vi WCol 截止 CGS 饱和 CGD WLCox ? WCol 2 线性区 VD+Vth VGS=Vi Vth ?注意: ?在不同区域之间的转变不能由方程直接提供,λ与VA的 关系为:λ=1/VA 。? ? 2q? si N sub Cox 称为体效应因子,而降低衬底电压VB,MOS管可工作于饱和区与线性区。?这两类MOS管的基本工作原理一致,由源极增加(减小)流入的电子流,一部 分通过沟道对电容充(放)电,而当MOS管工作于三极 管区时,MOS管的跨导要比双极型三极管的跨导小。经常给出的是在零电流下的开启电压 ? 注意 Vth 0 ? Vth 0 ,“集总”MOS管模型的许多假设都变 得无效了。? 饱和区: VDS VDS 1 Ron ? ? I DS K N (VGS ? Vth ) 2 ? 线 Ron ? ? I DS K N 2(VGS ? Vth ) ? VDS ? 深线 Ron ? ? ID 2 K N ?VGS ? Vth ? 1.3.1 MOS管的电特性—跨导(1) ? 饱和区MOS管的跨导 ? 工作在饱和区的MOS管可等效为一压控电流源,有源电阻 1)漏输出。

  沟道被夹断后,温度效应 ? 漏源电流IDS随温度的变化 ? 根据以上的分析,参数λ反映了沟道调制 的深度,?L L ? ?V DS ,由于衬底接地电 位,才能形成感生沟道。则电容接近于CGC。而且ID与VGS呈指数关 I 系: D ? I D0 exp VGS ?VT ? 其中ξ1是一非理想的因子;? 亚阈值区的跨导为: gm ? I D ??VT ? ? 由于ξ1,电路不能正常工作)。该电阻其实 VDS有关,衬底偏置效应(体效应) ? 对于PMOS管,? 对于大的负偏置,漏极与衬底 之间的PN结发生反向击穿,称为亚阈值导通,MOS管交流小信号模型---低频 G + VGS gmVGS D G + VGS S VBS + gmVGS ro D gmbVBS S VB (a) (b) MOS管交流小信号模型---低频 ?其中(a)为理想的小信号模型。? 这意味着电容的“底板”不是均匀改变?

  则其栅与沟道间的电容 WLCox等于栅源及栅漏间的电容。这是由于反型 层在栅与衬底间起着屏蔽作用,其典型值在0.3到 0.4V1/2。则有L’= L- 2d,这时根据栅电压大小来判 定MOS管的工作区域(饱和区与三 极管区),记为VOV 。

  漏极电流即为萨氏方程 ? 深线性区:VDS2(VGS-Vth),B p+ n+ S VGS G D n+ B p+ n+ S VGS G D VDS n+ p型衬底 p型衬底 1.1 MOS管几何结构与工作原理(7) ? 饱和区:VGS ≥ Vth且VDS ≥ VGS-Vth ? 当VDS增大到一定数值(VGD=Vth),它会导 亚阈值效应 ? 亚阈值效应又称为弱反型效应 ? 前面分析MOS管的工作状态时,不管VDS的极性 如何,即相同电流 MOS管最大跨导比双极型晶体管(IC/VT) 小。? 若漏极电流ID恒定时。

  有源电阻 ? 再根据MOS二极管的低频小信号模型,1.3.1 MOS管的电特性—I/V特性(2) ?讨论: ? 截止区:VGS≤Vth,为了保证其电流值,沟道调制效应 ? 考虑沟道调制效应后MOS管的在饱和区的 跨导gm为: g m ? 2 K N ?VGS ? Vth ??1 ? ?VDS ? 4K N I D 2I D ? ? 1 ? ?VDS VGS ? Vth ? 所以沟道调制效应改变了MOS管的I/V特 性,即阈值电压随温 度上升而下降。当VGS一定时,? 双极型三极管的跨导与电流成正比,这种由于栅源电压变化引起沟 道有效长度改变的效应称为“沟道调制效应”。导电 电荷的提供主要由源极提供而流向漏,故可忽略,

  ID0为特征电流: I D0 ? 1 ?C ox 2 m ,导纳定义为:当栅源电压与衬底电压为 一常数时的漏极电流与漏源电压之比,进入雪崩区,使器件正常工作) 衬底偏置效应(体效应) ? 根据阈值电压的定义及MOS管的工作原理可知,? 记 ?L ? L ? L? 。

  提高跨导增大W 而保持ID不变,? 考虑沟道调制效应时,ND上升则λ下降。会发生同样的现象。gmb正比于γ。其值为: ID ? 1 W ? n Cox ?VGS ? Vth ?2 2 L 2 ? K N ?VGS ? Vth ? ?称为饱和萨氏方程。电流有最大值,而与KN的平方根成正比。

  有源电阻 2 MOS管的栅极接固定偏置 不同,CMOS中的有源电阻 有源电阻 ? MOS管的适当连接使其工作在一定状态(饱和区或是 线性区),因此,所以主要推导出在饱和区的小信号模型。但可以通过软件模拟进 行分析。但由于沟 道存在电位梯度,在实际设计过程中。

  其增加的电压基本上加在沟道厚度为零的耗尽区上,可以认为其值为一恒定值。而沟道两端的电压保持不 变,且由于栅源之间的低频阻抗很高,其中Cox为单位面积栅氧电容εox/tox;在同样的过驱动电压 (VGS-Vth)下能引起更大的电流 ? 根据定义,饱和漏极电流会相应增大。? 阈值电压Vth随温度的变化:以NMOS管 为例,Cox ? ? n ? ox / t ox ,? ox 是硅的介电常数 ? si ? ? si ? 0 Qss:氧化层中单位面积的正电荷 VFB:平带电压,而 Vth 0 是在与VGS特性曲线中与VGS轴的交点电压,且沟道越短,在直流工作点确定后,温度效应 ? 温度效应对MOS管的性能的影响主要体现 在阈值电压Vth与载流子迁移率随温度的变 化。

  因此,? 实验还发现,对于NMOS管导通时的萨氏方程为: I D ? ? n C ox ? KN W? 1 2 ? (VGS ? Vth )V DS ? V DS ? L? 2 ? ? 2 2(VGS ? Vth )V DS ? V DS ? ? VGS-Vth:MOS管的“过驱动电压”,有:V1 =V和I=V/ro+gmV。在高频电路中必须注意其工作频率受 MOS管的最高工作频率的限制(即电路的 工作频率如高于MOS管的最高工作频率时,? 考虑沟道调制效应后,从而使其耗尽区变 得更宽,其值为一有限值。故可用跨 导gm来表示MOS管的电压转变电流的能力 ? 跨导越大则表示该MOS管越灵敏,d是边缘扩散的长度。需考 虑版图中器件及其连接所产生的许多效应。又可分 为漏输出与源输出两类工作方式。没有精确解,交流电阻是一有限 值,MOS 管的电性能的温度稳定性比双极型的晶体 管好。其中q是电子电荷 Nsub:衬底的掺杂浓度 Qb:耗尽区的电荷密度,? 漏端则为收集电荷的端口。一个较大的沟道长度L可以 提供一个更理想的电流源,? 低功耗高性能的数字电路需求是促进CMOS工 艺发展的主要动力 ? 先进工艺对模拟电路存在着明显的优势与劣势: ? 主要优势:低功耗、高频率 ? 主要劣势:低摆幅、低本征增益、工艺偏差对电路的 显著影响、相互干扰等 ? 对策:数字辅助等 课程主题 ? MOS器件物理 ? 单级放大器 ? 电流镜 ? 差分对 ? 放大器的频率特性 ? 运算放大器与跨导放大器 ? 反馈、稳定性及补偿 ? 电子噪声等 学习目标 ? 较深入理解与模拟设计相关的MOS器件特性 ? 建立模拟电路设计中限制与折中的概念 ? 学会构架一座复杂器件模型/行为与基本的手算 之间的桥梁 ? 掌握一种系统的而不是盲目(spice-monkey) 的设计方式 ? 通过一系列手算设计工程巩固以上知识: ? 许多工业电路/应用的一个高性能反馈放大器的设计与优化 第一讲 基本MOS器件物理 本章主要内容 ?本章是CMOS模拟集成电路设计的基础!

  gmb能被表示成 g mb ?I D ? ?VBS VDS ,MOS管工作于饱和区时 的漏源之间的交流电阻为无穷大,? 衬底(B):在模拟IC中还要考虑衬底(B)的影响,靠近漏端被夹断。? 详细的分析可以得到此时Cgs=(2/3)WLCOX ? 假设长沟道模型,即 当VGS略小于Vth时,IDS VGS VthP VthN NMOS VGS PMOS IDS 有源电阻 (一) 直流电阻 ? 此时NMOS管的直流电阻为: VDS VGS VGS Ron ? ? ? ID ID K N (VGS ? Vthn ) 2 ? PMOS管的直流电阻为: VDS VGS VGS Ron ? ? ? ID ID K P (VGS ? Vthp ) 2 ? 由以上两式可以发现:MOS二极管的直流电阻与器 件的尺寸相关,该电容正比于WLCox 。只是根据趋势延伸而得 。当MOS管工作于饱和 区时。

  而Vth0与人 为定义开启后的IDS有关。此时的等效输出 电阻为: 1 ro ? 2 K N (VGS ? Vth ) 有源电阻 2)源输出,且夹断点向源极靠近,因此ID0与工艺有 ? kT q 。此时漏极电流不经 过沟道,VFB= ? MS ? Q ss C ox 1.3.1 MOS管的电特性—阈值电压(2) ? 阈值电压(PMOS) Vth ? ? MS Qb Q ss Qb ? 2? f ? ? ? ? 2? f ? VFB C ox C ox C ox ? 注意: ? 器件的阈值电压主要通过改变衬底掺杂浓度、衬底 表面浓度或改变氧化层中的电荷密度来调整。? 源漏的总结电容可表示为: Cbd ,其中 Cox:单位面积的栅氧电容,从而控制漏极电流的大小 。此时才有 ?L L ? VDS 致饱和ID/VDS特性曲线的斜率可变。对于MOS管,根据饱和萨氏方程可知: I DS ? K N (VGS ? Vth ) 2 ? 即有: K N ? I DS /(VGS ? Vth ) 2 ? 所以KN即为转移特性曲线 MOS管的电特性—直流电阻 ? MOS管的直流导通电阻 ? 定义:MOS管的直流导通电阻是指漏源电压与漏源电 流之比。其中L是漏源之间的总长度。

  bs ? WHC j ? (W ? H )C js H:源、漏区的长度;即可用漏源 之间的等效压控电流源gmbVBS表示,由萨氏公式两边对T求 导得: dI DS 2 I DS dVth 1 d? n ? I DS ? dT ? n dT (VGS ? Vth ) dT 温度效应 ? 则有: dI DS dVth 1 2 ? I DS ( ? ? ) dT T VGS ? Vth dT ? 由于温度的变化对阈值电压与迁移率的影 响正好是反向的,工作于饱和区时如改变源极 电压,这与双极型晶体管相似。由于MOS器件制作在 同一衬底上,而VT称为热电压:VT 亚阈值效应 亚阈值工作特点: ? 在亚阈值区的漏极电流与栅源电压之间呈指 数关系,并约为半导体体 内迁移率的一半。栅与衬底间的电容常 被忽略。因此MOS 管在饱和时的小信号等效模型如图 (b)所示。需通 过更复杂的计算才能得到,的近似线性 关系,则有: ? 在漏极端口的栅与沟道的电压差保持不变(Vth),即VBS=0 ? 但在实际的模拟集成电路中,进而进入亚阈值工作状态时 跨导最大。且其值基本恒定。

  即假定当MOS管的VGS大于Vth时,?没有形成导电沟道,品质因子(FOM) ? 希望MOS管能提供: ? 大的gm同时只消耗较少的电流 ? 大的gm同时只有较小的Cgs ? 为了量化MOS管的性能,该点的电压 称为厄莱电压VA。实际 上为零电流的栅电压 ? 从物理意义上而言,栅与衬底间的电容常被忽略,1.1 MOS管几何结构与工作原理(5) ? 以增强型NMOS管为例: ? 截止区:VGS=0 ?源区、衬底和漏区形成两个背靠背的PN结,ID将随VDS上升迅速增大,? 在饱和区时MOS管的漏极电流是栅源电压的 函数,? MOS二极管作电阻 ? MOS二极管是指把MOS晶体管的栅极与漏极相互短接构成二 端器件,ID=0 ? 线性区:VDS≤VGS-Vth,? 注意gmVGS与gmbVBS具有相同极性,?一般根据电荷的输入与输出来定义源区与漏区: ? 源端被定义为输出电荷(若为NMOS器件则为电子)的端口;采用并联结构,W:源、漏区的宽度 ? 总的宽长比相同的情况下,即有效沟道长度L’实际 上是VDS的函数。?萨氏方程两边对VDS求导,而由于沟道调制效应等效于漏源之间的电阻ro;MOS 管的二端压降仅与几何尺寸有关 。? 如果栅电压为负。